Наименование Артикул Цена Скидка К-во Стоимость
{$description} {$articul} {$price} {$sum} 1
Всего: ${quantity} ${sum}
Корзина заказов:
Ваша корзина пуста



Ухудшения качества канала передачи и методы их преодоления

на главную Статьи ЧАО «Рокс» Ухудшения качества канала передачи и методы их преодоления

Ухудшения качества канала передачи и методы их преодоления

Введение

Чтобы спроектировать такую структурную схему системы, которая бы позволила системам LMDS успешно конкурировать с другими широкополосными технологиями как в отношении цены, так и в отношении параметров, модем должны быть приспособлен к особенностям RF части схемы и канала распространения.

Главные ухудшения качества канала, которые непременно должны быть приняты во внимание, - это ослабление сигнала, продукты интермодуляции, фазовый шум и интерференция. Есть некоторые важные различия между прямым и обратным каналами. Самое важное различие заключается в схеме доступа. Информация нисходящего потока является в основном вещательной, так что данные, направленные к каждому CPE, идентифицированы введенным в сигнал адресом.

Для обратного канала применяется одна из схем множественного доступа. Промышленность LMDS, кажется, более или менее отказывается от CDMA, и выбирает TDMA/FDMA. Предпочтение TDMA отдается в тех случаях, когда большое количество клиентов образует пакетный трафик. FDMA – это лучшее решение для больших компаний, в которых большое количество пользователей использует общую линию LMDS.

Другое различие между прямым и обратным каналами – это антенны. Как правило, антенна концентратора имеет ширину луча, в то время как антенна CPE имеет ширину луча от до. Следовательно, CCI составляет большую проблему для обратного канала, чем для прямого. Мощность, передаваемая концентратором выше, чем передаваемая CPE. Поэтому усилители мощности (HPA) в концентраторах и CPE будут различными и имеющими различные характеристики.

Как правило, в концентраторе используется твердотельный усилитель мощности (SSPA) [20] или усилитель на лампе бегущей волны (TWT), в то время как для CPE используют GaAs MMIC усилители. Следовательно, для прямого и обратного каналов нелинейные искажения сигнала будут различны. Наконец, использование дешевых компонентов в CPE является решающим фактором уменьшения полной стоимости CPE, в то время как для концентратора этот критерий не так важен.

5.2 Канал распространения

Канал распространения в системе LMDS был изучен посредством технических испытаний и измерений распространения, проведенных в нескольких регионах во всем мире. Особенности реального физического канала конечно очень зависят от окружения, в котором работает реальная система. Однако такие параметры как полоса частот и фиксированное положение антенн характерны для всех систем LMDS, что позволяет проанализировать некоторые из особенностей канала. В проекте любой беспроводной коммуникационной системы анализ бюджета линии связи должен быть согласован с установленной необходимой переваемой мощностью, усилениями  антенн, усилениями модуляции и т.д. для того чтобы получить заданный уровень параметров, требуемую готовность и максимальный диапазон. Потери в свободном пространстве вместе с другими эффектами, такими как поглощение радиосигнала чистым воздухом и его поглощение в дожде кратко описаны ниже.

5.2.1 Потери в свободном пространстве.

Хорошо известно, что потери в свободном пространстве могут быть определены как функция расстояния и длины волны следующим образом:

или то же в дБ:

Ls,db=-92.45-20 log(fd)                               (13)


где f - частота в гигагерцах и d - расстояние в километрах. Для всех реалистических полос пропускания, различие в потерях в пределах полосы частот незначительно. Для расстояния 2 Км потери в свободном пространстве на частоте 30 ГГц - приблизительно 128 дБ, в то время как для расстояния 8 км это - 140 дБ.

5.2.2 Ослабление в дожде

Ослабление от осадков может во многих случаях быть самой существенной угрозой готовности и QoS. Для того чтобы получить требуемую готовность системы, необходимо включить в расчеты бюджета линии связи запасы на дождь. Ослабление зависит от размера капли, формы капли, интенсивности дождя и района, покрытого дождем. Эти факторы в зависимости от климата и карты региона дождя были предложены ITU-R.

Карты показывают уровень ослабления в дожде, которое лолжно быть включено в бюджет связи для определенного региона и заданной степени готовности системы. Примеры для Далласа и Чикаго показывают потерю на 2,28 дБ/км и на 3,95 дБ/км для готовности системы 99.9 %, соответственно [22]. Ослабление в дожде связано с интенсивностью дождя экспоненциальной зависимостью: 
α=aRb(dB/km)            (14)
где интенсивность дождя R имеет размерность  мм/час. Параметры a и b зависят от факторов, упомянутых выше, а их значения для различных климатических регионов и местоположений, доступные в литературе, основываются на измерениях и статистических расчетах. В качестве примера в [27]  даются следующие величины для диапазона 30 ГГц с осадками в виде приплюснутой сферы:

ah=0.187, av=0.167, bh=1.021, bv=1.0

где индексы h и v обозначают горизонтальную и вертикальную поляризацию, соответственно. Дисперсия в дожде является незначительной, то есть многолучевость вследствие дождя отсутствует. Однако когда форма капель не является сферической, ослабление зависит от поляризации сигнала. Для указанных выше значений различие в ослаблении, относящемся к волнам с горизонтальной и вертикальной поляризациями, составляет  0,3 дБ/м при интенсивности дождя 10 мм/час. Следовательно, вызванная дождем деполяризация может вызвать проблемы при использовании для увеличения информационной емкости системы разделения по поляризации.

5.2.3 Поглощение чистым воздухом

Молекулярный кислород и водяной пар приводят к дополнительному ослаблению, которое медленно изменяется при изменении температуры, давления и влажности. Спектр водяного пара имеет слабую спектральную линию поглощения на частоте 22,235 ГГц, и более сильные линии на 183,3 ГГц и выше. Крылья этих линий создают континуум, простирающийся также до полосы LMDS [24]. Спектр кислорода имеет несколько сильных линий, сосредоточенных около 60 ГГц, и еще больше на 119 ГГц и выше. В Таблице 5 показан эффект поглощения в чистом воздухе как функция температуры и относительной влажности [21].  Из Табл. видно, что эти эффекты должны учитываться, особенно в областях с высокой температурой и влажностью.

Таблица 5. Поглощение чистым воздухом в дБ/Км на частоте 28ГГц как функция температуры и относительной влажности [21].

5.2.4 Растительность

Большое количество публикаций и сообщений сосредоточено на воздействии растительности на микроволновый канал передачи. Ослабление на метр может быть найдено для различных типов растительности и плотности растительности. Для типичных линий LMDS антенны передатчика и приемника должны быть помещены относительно высоко над землей. Высокие деревья могут однако затруднить прохождение на трассе распространения, приводя к серьезной деградации сигнала. Измерения для хвойных и лиственных деревьев показывают, что потери составляют порядка от 1дБ/м до 2дБ/м для первых метров листвы. Потери на метр уменьшаются для широкого массива листвы.
 
5.2.5 Плотные структуры и детали ландшафта

Плотные структуры и детали ландшафта, затрудняющие «прямую видимость», могут вообще сделать прием невозможным. Дифракция в этой полосе частот фактически полностью отсутствует, поскольку "затенение" становится очень резким. Только в специальных случаях, когда, например, крыша дома представляет собой поверхность касательную к прямому лучу, наблюдается дифракция. Ослабление является большим, даже если приемная антенна располагается только  на 1 - 2 м ниже луча задевания (от 10 дБ до 20 дБ в зависимости от расстояния от края дифрагирования до приемной антенны).
Отражения от поверхностей могут создать проблемы в виде многолучевого режима. Это может случиться, если антенны располагаются рядом с уровнем земли, или если такие структуры как здания располагаются близко к прямому лучу. Антенны с большим коэффициентом усиления и шириной луча порядка (от 2 до 5 ) подавляют многолучевую интерференцию, вызванную отраженными лучами, пришедшими по другим трассам. Проблемы существования многих дискретных трасс распространения можно в большинстве случаев избежать за счет правильного размещения антенн.

Отражающие поверхности могут также использоваться для создания трассы без прямой видимости в направлении передатчика. Совокупные потери из-за отражения зависят от шероховатости поверхности и угла отражения. Кирпичные или бетонные поверхности  могут приводить к потерям от 7 дБ до 15 дБ [27]. Конструкции из стекла приводят к намного меньшим потерям.

5.3 Искажения из-за HPA

Для концентраторов и для CPE требуются разные HPA. В то время как концентратор обычно передает мощность более чем 1 Вт, мощность, передаваемая CPE, обычно намного ниже (около 0,1 Вт). HPA из-за своей нелинейности производит продукты интермодуляции (IMP). Нелинейность имеет двоякое воздействие на систему передачи. Первое из них состоит в спектральном расширении сигнала, которое приводит к внеполосной интерференции или интерференции по соседнему каналу (ACI) в многоканальном сигнале. Второй эффект состоит в искажении компонентов сигнала в пределах полосы пропускания канала. Поскольку выходная характеристика формирующего импульс фильтра претерпевает искажения, согласованный фильтр приемника уже не является более согласованным по отношнению к передаваемому сигналу, что приводит к межсимвольной интерференции (ISI). Работа HPA близко к насыщению наносит ущерб за счет нелинейных эффектов. Простой метод предотвращения нелинейных искажений состоит в уменьшении на несколько децибелов выходной мощности относительно режима насыщения и поддерживании уровня сигнала в области линейного усиления.

К сожалению, это приводит к более низкой выходной мощности и менее эффективной работе HPA. Следовательно, при проектировании системы необходимо добиться компромисса между коэффициентом полезного действия  и линейностью. Рисунок 31 показывает модель системы, используемую для оценки воздействий на HPA. Она содержит формирующий импульс фильтр, устройство предыскажения и HPA. Эти три компонента будут описаны в следующих подразделах.

Рисунок 31. Модель системы для изучения воздействия эффектов нелинейности HPA.

5.3.1 Формирующий импульс фильтр

С целью рассмотрения воздействия HPA на параметры системы необходимо знать характеристики входного сигнала. Формирующий импульс фильтр – это фильтр с характеристикой типа «корень квадратный из приподнятого косинуса», отклик которого имеет вид:

(15)

Где α<1, α>0 - это коэффициент косинусного скругления всего фильтра Найквиста, а T – это продолжительность символа. Импульсный отклик теоретически бесконечен. Однако при моделировании он ограничивается общей длиной 2LT. Задержка равна LT. В современных коммуникациях, имеющих ограниченные частотные ресурсы, коэффициент скругления дожен быть мал, что приводит к уменьшению полосы. С малыми значениями α связаны недостатки, которые состоят в большой чувствительности к перегрузкам при изменении уровня сигнала. Этот эффект показан на рисунке 32, где максимальная перегрузка на выходе показана для значений α равных 0,2 и 0,3. Кривые, полученные в результате моделирования, и сигнал на выходе фильтра были квантованы с 50-ю выборками на символ. Входной сигнал представлял собой 16APM символы с кольцевым коэффициентом 0,75. Функция формирующего импульс фильтра была умножена на финитную взвешивающую функцию hw(t) для уменьшения перегрузки. Импульсный отклик фильтра при этом имеет вид:

(16)

Может быть использовано несколько взвешивающих функций. На рис.32 показаны результаты, полученные с помощью окна Ханнинга. Взвешивающая функция Ханнинга  имеет вид:

(17)

5.3.2 Усилитель на лампе бегущей волны (TWT).

С целью моделирования нелинейных эффектов была применена общепринятая модель усилителя на TWT. Входной сигнал усилителя можно представить как:

x(t)=A(t) cos[w0t+0(t)]
                   
Нелинейные искажения могут быть мгновенными или с запоминанием. В основном предполагают, что они являются мгновенными, и гипотетически удерживаются, когда все постоянные времени схемы значительно меньше, чем
частотный диапазон, занимаемый огибающей сигнала [25]. Линии передачи с ограниченной полосой в основном соответствуют случаю [26]. Выходной сигнал претерпевает как амплитудные, так и фазовые искажения:

(19)

(20)

Параметры α1 α2 β1и β2 в основном находятся путем минимально - квадратичной аппроксимации амплитудной и фазовой характеристик TWT. В [27] использовались следующие величины:

α1=1.0, α2=0.26, β1=0.25, β2=0.25
 
На рисунке 33 кривые AM/AM и AM/PM конверсии показаны для этих параметров. Диаграмма рассеяния с использованием этой модели TWT показана на рис.34. Как указывалось, принятый сигнал деградирует даже при большом входном возврате (IBO). При IBO меньшем 6дБ была обнаружена большая деградация, чем в случае простой деградации BER. На рис 35 показан эффект расширения спектра. Входной сигнал TWT – синусоида с нормализованной частотой (по отношению к частоте квантования) 0,05.

5.3.3 Линеаризация и предыскажения

Существуют несколько методов компенсации нелинейности, к которым относятся метод линеаризации feed-forward [28], метод линеаризации за счет отрицательной обратной связи Картезиана (Cartesian) [29] и метод внесения предыскажений. Наиболее широко используемым методом является метод внесения предыскажений [30]. Предыскажения могут быть внесены в цифровой

Рисунок 32. Максимальная перегрузка на выходе фильтра Найквиста типа «приподнятый косинус» с окном Ханнинга и без него. Коэффициент скругления равен 0,2 и 0,3. Входной сигнал – символы 16APM ( β =0,7), а выходной сигнал подвергнут квантованию с частотой 50 выборок на символ.

Рисунок 33. Характеристики конверсии AM/AM и AM/PM для HPA.
     
сигнал основной полосы [31] или при аналоговой обработке [32]. Вносящее предыскажения устройство должно быть в любом случае адаптировано для компенсации изменяющихся из-за изменений температуры, старения и др. факторов параметров HPA.

Предыскажения в цифровой сигнал вносятся в нелинейных системах с запоминанаием, т.е. в том случае, когда искажения вносятся за счет нелинейности HPA и памяти фильтров. Аналоговые предыскажения подходят только для компенсации нелинейности без запоминания, которая вносится только HPA. Поскольку стоимость кремниевых устройств, предназначенных  для компенсации на основной полосе ниже, чем арсенидгаллиевых высокочастотных устройств, можно ожидать, что метод цифровых предыскажений будет более эффективным.

При цифровых предыскажениях сигнал оцифровывантся и предыскажается с использованием таблиц обзора [33]. Таблицы обзора могут быть сформированы несколькими разными путями и иметь одну или две размерности.  1-D таблицы используются в тех случаях, когда искажения выражены исключительно вариациями амплитуды. Таблицы могут основываться на полярном или Картезианском представлении сигнала. Цифровые предыскажения способны компенсировать все те компоненты искажений, которые не могут быть исправлены аналоговыми предыскажениями. Главным их недостатком является то, что они ограничены по диапазону вследствие ограниченности скорости обработки. Естественно, данная техника является техникой разомкнутой петли обратной связи, но может быть превращена в адаптируемую за счет демодуляции выходного сигнала HPA и сравнения результата с заданной величиной [34].

Рисунок 34. Диаграмма рассеяния для модуляции 16APM (β =0,7) для HPA без предыскажений. (a) IBO равен 1дБ, (b) IBO равен 6дБ.

Для идеальных предыскажений предыскажающее устройство и HPA не дают фазовых искажений, а амплитудные искажения могут быть смоделированы как мягкий ограничитель, что показано на рис. 33. Тем не менее, ограничения нельзя избежать, когда входной сигнал достигает уровня насыщения. Поэтому некоторый входной запас (IBO) относительно точки насыщения необходим для того, чтобы предупредить искажения.

Рисунок 35. Интермодуляция вследствие нелинейности HPA. Входной сигнал-синусоидальный с нормализованной частотой 0,05.

На рисунке 36 показаны диаграммы рассеяния для совершенных предыскажений и IBO равного 1дБ и 3дБ. При сравнении этой диаграммы с диаграммой рассеяния, полученной для случая без предыскажений, видим, что качество сигнала значительно улучшается. На рис.37 показаны результаты для формирующего импульс фильтра, использующего взвешивающую функцию Ханнинга. Из рисунка видно, что для данной схемы модуляции потери превышают усиление. Кривые BER, полученные для случая совершенной линеаризации (без взвешивающей функции), показаны на рис.38. При IBO 3дБ деградация составляет менее 0,1дБ для всех интересующих BER. Однако при IBO 1дБ потери будут уже около 0,6 – 0,7дБ.

Рисунок 36. Диаграмма рассеяния для модуляции 16APM (α =0,7) и совершенной линеаризации β=0,2. (a) IBO 1дБ, (b) IBO 3дБ.

Рисунок 37. Диаграмма рассеяния для модуляции 16APM (β=0,7), формирователь импульса с окном Хамминга и идеальной линеаризацией. α=0,2. (a) IBO 1дБ, (b) IBO 3дБ.

5.4 Фазовый шум и синхронизация несущей по фазе

Для систем LMDS из-за использования для передачи сигналов высоких частот является проблемой фазовый шум. Главным источником фазового шума является гетеродин миллиметрового диапазона [22]. Приемник может терять синхронизацию по фазе из-за фазового дрожания или циклического проскальзывания. При кодировании, не обеспечивающем ротационной инвариантности, потери синхронизации приводят к длинным пакетным ошибкам. При PTCM кодировании, обеспечивающем полную ротационную инвариантность, фазовое дрожание будет приводить к коротким пакетным ошибкам на выходе декодера PTCM. Когда синхронизация восстанавливается, декодер будет быстро подправлять сам себя. Деперемежитель будет распределять пакетные ошибки, а блочный декодер – корректировать ошибки байтов. Таким образом, фазовое дрожание не будет оказывать влияния на BER. Повышение нечувствительности к потере фазовой синхронизации отражается на конструкции малошумящего усилителя и ГУН, позволяя использовать компоненты более низкой стоимости [23].

5.5 Воздействие интерференции

Важнейшей характеристикой канала является интерференция; интерференция образуется как в самой системе (внутрисистемная интерференция), так и в результате взаимодействия с другими коммуникационными системами (внешняя интерференция). Внутрисистемная интерференция включает интерференцию по соседнему каналу (ACI), межсимвольную интерференцию (ISI) и интерференцию по совмещенному каналу (CCI) из-за повторного использования частот. Для систем LMDS в США источники внутрисистемной интерференции включают спутниковые системы Ka – диапазона, стратосферные коммуникационные системы и другие наземные (LMDS) системы. В этом разделе будет показано, какое влияние может иметь интерференция на параметры системы.

Рисунок 38. BER как функция отношения Eb/No для идеальных предыскажений (мягкое ограничение) с IBO равным 1дБ; 3дБ и бесконечным.

5.5.1 Интерференция с соседними каналами (ACI)

Как было показано в предыдущем разделе, нелинейный HPA производит расширение спектра, приводящее к помещению некоторой части передаваемой энергии в соседние каналы, что вызывает ACI. Спектральная маска передаваемой мощности определяет наибольшую допустимую интерференцию с сосдними каналами. Таблица 6 представляет собой извлечение из спецификаций DAVIC 1.4 и показывает рекомендуемую спектральную маску для передаваемой мощности в нисходящем канале.

5.5.2 Межсимвольная интерференция (ISI)

Межсимвольная интерференция (ISI) может быть вызвана интерференцией, вызванной многолучевым режимом распространения, а также может быть следствием наличия неидеальных компонентов.  Результаты серии измерений, произведенных Национальной Администрацией по Информатике и Телекоммуникациям США (NTIA) [35], приведены в таблице 7. Антенны передатчика и приемника помещались на мачтах высотой 28 футов, а канал распространения был частично закрыт деревьями высотой от 30-ти до 50-ти футов. Были определены три различных по качеству канала: хороший, средний и плохой. Для всех трех каналов свойственен незначительный разброс задержек.

Таблица 6. Спектральная маска, рекомендуемая для передаваемой в нисходящем канале мощности для спецификаций DAVIC 1.4, при модуляции 16QAM    (fc: частота несущей, fn: частота Найквиста, коэффициент скругления).

Для символа продолжительностью 50нсек, который соответствует полосе канала 20МГц, это меньше, чем одна десятая продолжительности символа. Такая задержка не может привести к заметым ISI. Однако таблица 7 показывает, что разброс задержки увеличивается при увеличении расстояния. О подобных результатах сообщалось и в источнике [36], использующем базы данных графической информационной системы (GIS) и программу трассировки. Для расстояния в несколько Км разброс задержки мог стать настолько большим, что он наносил удар по параметрам системы, и требовалось введение в систему эквалайзера. Для адаптации к различным условиям в канале эквалайзер должен быть перестраиваемым.
На рисунке 39 с помощью режима ответвлений задержки показан пример того, каким образом ISI могут поражать сигнал:

                  (21)

где N это номера ответвлений, β - это усиление ответвления, τ - это задержка ответвления и ω - это частота несущей. Диаграмма показывает, что ISI ухудшают сигнал, даже если задержки ответвлений значительно меньше продолжительности символа. Когда принимаемый сигнал поражен ISI, канал является селективным по частоте, т.е. АЧХ канала не является гладкой. Кроме  использования эквализации для борьбы с ISI, каналы могут быть разделены на Nc поднесущих. Если Nc достаточно велико, АЧХ каждой отдельной поднесущей может быть близка к гладкой, что предотвращает ISI.
Для предотвращения уменьшения информационной емкости системы должна использоваться OFDM с тяжело нагруженными поднесущими. До этого для систем LMDS было предложено использование кодированной OFDM (COFDM)  [36]. Информация о состоянии канала (CSI) предполагается известной, что соответствует постоянному или очень медленно изменяющемуся каналу и потоку данных в обоих направлениях. Применение этой техники с помощью алгоритма IFFT/FFT является очень эффективным. Модуляция OFDM хорошо подходит для вещательной информации, и не так хорошо для коммуникаций, требующих множественного доступа. Другим недостатком OFDM является наличие флуктуаций амплитуды, которая требует высокой степени линейности HPA, и повышает из-за этого сложность и стоимость системы.

Таблица 7. Модель линии задержки с отводами для измерений, проведенных в Норсгленне, штат Колорадо   ( β: усиление ответвления, τ: задержка ответвления, d: расстояние, A: ослабление, S: разброс задержки (порог 20дБ), L: потери распространения.

В [37] предложена комбинированная технология OFDM/ортогональная CDMA. Ортогональные коды разработаны для минимизации нелинейных искажений. Обе этих схемы предложены для сценария, при котором большое количество резидентных пользователей поддерживают смесь из ТВ вещания и двунаправленных цифровых коммуникаций. Этот сценарий не является типичным для Северной Америки или Западной Европы. Более того, есть сегмент рынка, для которого стоимость CPE наиболее важна, так как потенциальные пользователи во многих случаях имеют в качестве альтернативы кабельное телевидение. Приняв во внимание эти соображения, можно утверждать, что технологии подобные C-OFDM или OFDM/OCDMA представляются не лучшим выбором.

5.5.3 Интермодуляция с совмещенными каналами (CCI)

В разделе 2.3 было показано, как разбиение на ячейки и секторы может использоваться для увеличения информационной емкости системы и степени ее готовности. Если каждая из ячеек в многоячеистой сети LMDS предполагает использование собственного частотного диапазона, частотный спектр LMDS может быть фрагментирован, а скорость данных на одного пользователя понизится. В некоторых из ячеек желательно повторно использовать частоты. Цена, которую придется заплатить за повышение информационной емкости, - это появление интерференции между ячейками. Пусть ячеек четыре, а их форма для упрощения начертания – квадратная. Каждая из ячеек имеет свой концентратор, расположенный в центре. Имеется один пользователь -  с1. Пользователь расположен вблизи от продолжения линии, соединяющей концентраторы h3 и h1. Сигнал от h3 далее будет интерферировать с интересующим сигналом от h1, если между ними нет препятствий. Сигналы от других концентраторов могут также интерферировать, если они отражаются, например, высотными зданиями.

Для дальнейшего увеличения информационной емкости системы каждая ячейка может быть разделена на секторы, а одни и те же частоты могут повторно использоваться в некоторых секторах. На рис.40 показаны четыре сектора по 90 град. Антенна концентратора имеет ширину луча 90 град., а сигнал передаваемый  в направлении с1 в идеале не достигает с2. Реальные антенны имеют уровень первого бокового лепестка на 22 - 25дБ ниже уровня основного лепестка, так что некоторая доля энергии будет излучаться и в направлении с2. Если в секторах используются одни и те же частоты, то пользователь с2 будет наблюдать CCI. Отражения также могут привести к интерференции. Разделение на секторы используется главным образом в комбинации с поляризационным разделением, при котром в соседних секторах применяется противоположная поляризация. Как показано на рис 40b, где буквами H и V обозначены горизонтальная и вертикальная поляризации соответственно. Поляризационная развязка составляет 18-20дБ [23].

Рисунок 40. Примеры возникновения CCI вне ячейки (a) и внутри ячейки (b).

Интерференция, возникающая как вне ячейки, так и внутри нее, может быть подавлена за счет многих методов. Пространственное разделение снижает интерференцию внутри ячейки, но может также снизить и степень готовности системы. Комбинация частотного планирования и поляризации уменьшает интерференцию как внутри ячейки, так и за ее пределами. Антенна пользователя должна иметь очень узкий луч, обычно шириной  от  до . Главная составляющая интермодуляции в приемнике внутри ячейки приходит по направлению, близкому к направлению на источник интересующего сигнала.
Если предположить, что препятствий нет, то интерферирующие сигналы будут развязаны только благодаря потерям в свободном пространстве. Отношение несущей к интерференции (C/I) может быть в этом случае вычислено по формуле:

C/I=20 log r1/r2     (22)

где r1 – это расстояние от базовой станции до антенны пользователя, r2 – это расстояние от базовой станции другой ячейки до пользователя. На рис.41а показан план распределения поляризации для случая, когда одна и та же полоса частот используется во всех ячейках. Каждая ячейка разделена на четыре сектора по 90град. Близлежащие секторы имеют противоположную поляризацию. Расположение с1 и с2 –это наихудшее из положений внутри сектора по отношению несущей к интерференции C/I.  Сигнал, интересующий с1 передается h1 и имеет горизонтальную поляризацию. Самые сильные интерферирующие сигналы передаются от h1 с вертикальной поляризацией, а от h2 – с горизонтальной и вертикальной поляризациями. Расстояние между hub3 и пользователями 1 и 2 – это r. Отношение несущей к интерференции определяется формулой:

На рисунке 41b показан план частот и поляризации для двух частотных диапазонов, двух поляризаций и 90-град. секторов. Hn и Vn,
n=1,2 обозначают горизонтальную и вертикальную поляризацию, которые используются в полосе частот n. Пользователи, расположенные в точках с1, с2 и с3 теперь наблюдают плохое отношение C/I. Для с1 интересующий сигнал передается от h1, который использует диапазон частот 1 и горизонтальную поляризацию. Главным источником CCI являются сигналы, передаваемые h2 с вертикальной поляризацией и от h3 с горизонтальной поляризацией. Теперь отношение C/I может быть представлено как:

(24)

При V=18дБ, C/I равно 13,8дБ. При использовании не одной, а двух полос частот в наихудшем случае отношение сигнала к интерференции будет увеличено на 4,9дБ.

Рисунок 41. План частот и поляризации при (a) 1-й частоте, 2-х поляризациях и при секторах по 90 и (b) для 2-х частот, 2-х поляризаций и секторов по 90.

Диаграмма рассеяния сигнала на входе декодера при CCI показана на рис.42. Сигнал сильно деградирует даже при относительно высоком отношении C/I. Если C/I становиться равным 8,9дБ, то в большинстве случаев связь становится невозможной. На рис.43 показана зависимость BER от CCI. Даже при C/I равном 18дБ потери относительно потерь в линии передачи без CCI составляют более 1,5дБ. Если C/I равно 13,8дБ, потери возрастают на 4-5дБ, а кривая BER приобретает окно ошибок между 10-3 и 10-4. При C/I равном 8,9дБ окно ошибок составляет около 10-1.

Рисунок 42. Диаграмма рассеяния для модуляции 16APM (β=0,75) при CCI. (а) C/I =8,9дБ; (b) C/I=13,8дБ; (c) C/I=18дБ.
 
Средняя для ячейки величина отношения C/I должна быть намного больше, чем для изображенного на рисунке наихудшего случая, направленность антенн, отсутствие препятствий и наиболее приемлимое разположение должны выполняться. Для того чтобы обеспечить гарантированную готовность системы в районе от 99,9% до 99,99% все подписчики должы быть приняты в расчет.

Рисунок 43. BER для PTCM с модуляцией 16APM (β= 0,7) и при CCI.

5.5.4 Межсистемная интерференция

В США системы LMDS используют диапазон 27,5-31,3ГГц совместно с системами спутниковой связи. FCC предполагает использование части этой полосы для фиксированной спутниковой связи (FSS) с использованием геостационарной обиты (GSO), FSS не использующих стационарной орбиты (NGSO), и для кабельных линий для NGSO мобильной спутниковой связи (MSS). Из трех NGSO MSS, таких как Iridium, Globalstar и ICO, только Iridium подходит для использования в Ka-диапазоне. Он использует диапазон 29,1-29,3ГГц для восходящего канала связи между шлюзами и спутниками.  Teledesic – это NGSO FSS система, которая будет использовать полосу от 28,6 ГГц до 29,1 ГГц для uplink коммуникаций при ее вводе в эксплуатацию где-то между 2003 и 2005г.г.. GSO системы FSS, такие как Astrolink и Spaceway, начнут работу в 2001 или позже и будут использовать полосу от 29,25 ГГц до 30 ГГц для uplink коммуникаций. Из всех этих систем, Teledesic – это вероятно как раз та система, которая может вызвать проблемы у операторов LMDS. Так как шлюзы Iridium фиксированы, операторы LMDS могут избежать интерференции от них за счет соответствующего сотового планирования. Спутники GSO фиксированы относительно земной поверхности, таким образом то же самое касается и их. Если система Teledesic с ее многими спутниками NGSO получает большое кольчество подписчиков в зоне покрытия системы LMDS, то могут возникнуть проблемы с интерференцией. Однако, Teledesic прежде всего обеспечит основные коммуникации, а не услуги "последней мили", таким образом число наземных терминалов в пределах близости области охвата системы LMDS должно быть небольшим. Уровень интерференции будет зависеть от таких факторов как внеполосное излучение для терминалов Teledesic и минимальное возвышение спутников, взаимодействующих с наземными терминалами.

Для стратосферных коммуникационных систем существуют два концептуально различных системных решения: пилотируемый или беспилотный самолет или аэростат или воздушный шар, кружащиеся над областью охвата. Главные примеры этих двух решений - система HALO от Angel Technologies, и SkyStation, соответственно. SkyStation не будет источником интерференции для систем LMDS, поскольку он будет использовать полосу  47 - 48 ГГц.  С другой стороны, Angel Technologies видит использование спектра LMDS только как одну из опций для HALO. Такое использование спектра LMDS могло бы потенциально создать проблему из-за большой высоты самолета. Однако вполне вероятно, что в случае, если лицо, имеющее патент на LMDS, позволит HALO арендовать частоты LMDS, то это будет только при условии, что его сигналы не будут мешать сетям LMDS. Несколько сетей LMDS могут работать вблизи друг от друга, и потенциально вызывать взаимную интерференцию. В США спектр LMDS разделен на блок A и блок B, и лицензируется для каждого блока отдельно. Часть блока A расположена между двумя частями блока B, поэтому внеполосная эмиссия может увеличить уровень интерференции. Однако даже при минимальном сотрудничестве между операторами LMDS взаимной интерференции можно избежать.



 




search_ch

mediasat



вверх
Рокс © 2007—2020. Спутниковое телевидение. Все права защищены