Наименование Артикул Цена Скидка К-во Стоимость
{$description} {$articul} {$price} {$sum} 1
Всего: ${quantity} ${sum}
Корзина заказов:
Ваша корзина пуста



12. Обоснование параметров радиочастотной части приемника видео

на главную Статьи ЧАО «Рокс» 12. Обоснование параметров радиочастотной части приемника видео

12. Обоснование параметров радиочастотной части приемника видео

12.1. Обоснование исходных данных

Разнообразие схем модуляции поднесущих и методов кодирования приводит к большому разбросу требований к SNR в приемнике. Ближайшим для нас аналогом (особенно для частотного варианта 2,31 – 2,7 ГГц) и по чувствительности, и по динамическому диапазону является приемник базовой станции WiMAX. Исходная чувствительность приемника WiMAX определена стандартом IEEE 802.16-2004 на уровне −91 дБм для канала шириной 1,5 МГц при использовании кодового отношения 1/2 для QPSK. Такую чувствительность можно считать предельно возможной для проектируемого приемника. Она соответствует требованию NF= 7 дБ (или с запасом на реализацию NF = 5 дБ) в приемнике.
Стандарт 802.16 определяет максимальный входной уровень мощности −30 дБм для нормальной работы при максимальном допустимом уровне мощности 0 дБм. Хотя приемник не сможет демодулировать сигнал с уровнем входной мощности 0 дБм, он должен быть в состоянии противостоять входным сигналам с уровнями до 0 дБм без повреждения.
Стандарт 802.16 устанавливает требования к подавлению соседнего канала для приемника. В таблице 3 показаны отношения мощностей соседнего и не соседнего каналов, интерферирующих с желательным каналом, при заданном коэффициенте ошибок (BER), которые должны быть получены при уровне желательного сигнала не более чем на 3 дБ превышающем уровень пороговой чувствительности.

12.2. Структурная схема приемника

На рисунке 13 изображен классический с оцифровкой на второй ПЧ приемник двойного преобразования. Архитектура с оцифровкой на ПЧ является весьма подходящей для обработки широкополосных сигналов, подобных тем, которые используются в системах WiMAX или любых других системах со многими несущими. При использовании многократного понижающего преобразования можно использовать несколько фильтров канальной селекции, которые помогают улучшить селективность приемника и улучшить его защищенность по отношению к блокирующим сигналам, которые, в противном случае, ухудшили бы чувствительность приемника. Двойное преобразование также позволяет использовать достаточно высокую первую ПЧ, для которой полоса зеркальных частот удалена от края полосы пропускания, ограниченной полосно-пропускающим RF фильтром.

Описанная здесь архитектура приемника основана на 14-битовом АЦП. Хотя 12-битовый АЦП также мог бы использоваться и при этом соответствовать требованиям стандарта 802.16, рекомендуется все же использовать для архитектуры однократного понижающего преобразования или для архитектуры со многими несущими 14-битовый АЦП. Такой АЦП позволит скомпенсировать характерную для таких приемников менее эффективную селективность и избежать насыщения АЦП продуктами интерференции, имеющими достаточно высокий уровень. Чтобы спроектировать приемник, способный успешно работать при многих доступных вариантах скорости передачи данных, необходимо тщательно выбрать частоту ПЧ и быть уверенным, что доступен соответствующий фильтр на ПАВ.
На рисунке 14 показана диаграмма продуктов интермодуляции для понижающего смесителя, в котором гетеродин настроен ниже частоты сигнала. Из данной диаграммы видно, что для того чтобы перекрыть полосу от 2,31 ГГц до 2,7 ГГц и при этом уменьшить количество продуктов интермодуляции смесителя, которые могут интерферировать с желательным сигналом, первая ПЧ должна быть выбрана не менее 480 МГц. Закрашенный серым прямоугольник отображает фрагмент полосы пропускания для ПЧ 480МГц, ограниченный относительными частотами fRF/fLO и fIF/fLO, при использовании нижней настройки LO (LO1 = от 1830 МГц до 2220 МГц). Можно выбрать и другую центральную частоту ПЧ, но при этом частота должна быть выбрана так, чтобы паразитные продукты первого смесителя не вызывали интерференции в канале. В этом проекте для приемника, предназначенного для работы в полосе частот 2,31-2,7 ГГц, первая ПЧ была выбрана равной 480 МГц. Имеется несколько распространенных фильтров на ПАВ на данную частоту с различными полосами пропускания, например от фирмы Sawtek, равно как и от других изготовителей.
На основании той же диаграммы выберем первые ПЧ для других диапазонов частот, которые определены для данного проекта. Частотный диапазон 3,51 - 3,9 ГГц не потребует изменения первой ПЧ. Она так же, как и для диапазона 2,31 – 2,7 ГГц, может быть выбрана равной 480 МГц. Для диапазона 2100 – 2300 МГц выбираем первую ПЧ = 374 МГц. Для диапазона 1300 – 1430 МГц – соответственно 220МГц.
Затем необходимо определить вторую ПЧ. У смесителя второго понижающего преобразователя есть преимущество, связанное с более узкой входной полосой пропускания (в нашем случае - только 2,5 МГц). Благодаря этому, можно рассмотреть применение нескольких возможных частот второй ПЧ.

При ширине полосы канала от 10 МГц до 70 МГц и более центральные частоты ПЧ должны были бы быть расположены в полосе от 107 МГц до 140 МГц. В нашем случае полоса канала не превышает 2,5 МГц, что допускает еще большую степень свободы при выборе второй ПЧ. В конечном счете, чтобы избежать просачивания на антенный вход приемника и попадания в полосу желаемого сигнала гармоник LO высокого порядка, была выбрана частота ПЧ 70 МГц.
Кроме того, выбор частоты ПЧ 70 МГц дает возможность широкого выбора распространенных фильтров на ПАВ, которые могут быть применены в качестве более практичной альтернативы LC пассивным фильтрам на сосредоточенных элементах. Кроме того, фильтры на ПАВ часто имеют нормированную НГВЗ.
После определения частоты ПЧ можно определить параметры отдельных каскадов.
В Таблице 4 отображены ожидаемые динамические параметры приемника с двойным преобразованием по выходу определяющего полосу пропускания фильтра перед подачей сигнала на вход АЦП.

Выводы. Выбираем схему одной ветви приемника в виде приемника двойного преобразования. Для всех вариантов исполнения вторая промежуточная частота равна 70 МГц. Частота первой ПЧ определяется рабочим диапазоном по входу и распределяется таким образом:
Диапазон I (1300 – 1430 МГц) ПЧ1 = 220МГц;
Диапазон II (2100 – 2300 МГц) ПЧ1 = 374МГц;
Диапазон III (2310 – 2700МГц) ПЧ1 = 480МГц;
Диапазон IV (3510 – 3900МГц) ПЧ1 = 480МГц.

12.3. Возможная реализация

Первым компонентом схемы приемника является полоснопропускающий фильтр. Несколько производителей, таких как Anatech Electronics, Inc., K & L Microwave Inc. и Digital Communications Inc., предлагают фильтры на объемных резонаторах и керамические фильтры, которые соответствуют диапазону WCS, а также не требующим лицензирования диапазонам частот ISM, используемым для систем WiMAX в пределах от 2,3 ГГц до 2,5 ГГц. Фильтры на объемных резонаторах способны обеспечить низкие потери в полосе пропускания, равные менее чем 2 дБ, и заграждение вне полосы 60 дБ при отстройке только на 25 МГц от края полосы пропускания. Менее дорогостоящие керамические фильтры обеспечивают ~50 дБ подавление вне полосы при отстройке на 150 МГц. Выбор фильтра для канальной селекции жестко зависит от параметров подавления зеркальных частот в приемнике и допустимого уровня продуктов интермодуляции, попадающих в рабочую полосу. Поскольку полосы частот по входу для всех частотных вариантов приемника не совпадают со стандартными частотами WiMAX, мы вынуждены будем применить ППФ собственного изготовления.
За входным устройством, которое представляет собой фильтр канальной селекции, расположен первый каскад МШУ. Вносимые фильтром потери и коэффициент шума первого каскада МШУ доминируют при определении общей чувствительности приемника. Таким образом, важно достигнуть очень низкого коэффициента шума для первого каскада МШУ.
GaAs E-mode транзистор pHEMT следует выбрать в качестве активного элемента для МШУ из-за его низкого коэффициента шума и высокого OIP3. Ожидаемые коэффициент усиления и коэффициент шума (NF) МШУ на pHEMT показаны на рисунке 15.
Для того чтобы улучшить подавление зеркального канала во входном устройстве и минимизировать широкополосный шум, подводимый к первому смесителю, использовался простой фильтр верхних частот между первым и вторым каскадами МШУ. Требование к подавлению является не настолько критичным с учетом того, что первый полосно-пропускающий фильтр обеспечивает подавление нежелательных сигналов в полосе зеркального канала на >60 дБ. Используя ПЧ 480 МГц при нижнем расположении LO, получим общую полосу зеркальных частот от 1350 МГц до 1740 МГц для диапазона входных частот от 2,31 ГГц до 2,7 ГГц. Для размещения между первым и вторым каскадами МШУ можно использовать простой фильтр на сосредоточенных элементах с 3 полюсами. Фильтр обеспечивает подавление в полосе зеркальных частот лучше, чем на 20 дБ, и вносит потери в рабочей полосе меньше, чем 2,5 дБ. Расчетная АЧХ и схема фильтра показаны на рисунке 16. После усиления вторым каскадом МШУ, при помощи микросхемы смесителя сигнал преобразуется вниз в фиксированную высокую ПЧ 480 МГц. Микросхема представляет собой законченный пассивный смеситель с несимметричным входом и со встроенным буферным усилителем для LO. Смеситель предполагает наличие фильтров вне чипа для изоляции между RF и IF портами.
Дополнительный каскад усиления необходим, чтобы усилить выходную мощность схемы синтезатора PLL/VCO до уровня ~4дБм на входе LOIN смесителя. Необходима также помогающая снизить уровень гармоник гетеродина дополнительная фильтрация, относящаяся к входу LO смесителя. Фильтр гармоник – это простой с 3 полюсами фильтр нижних частот, который построен с использованием сосредоточенных элементов. В отсутствие фильтра, вторая гармоника LO произвела бы появление некоторой дополнительной высокочастотной шумовой мощности, которая была бы преобразована в частоту желательной ПЧ, ухудшая исходную чувствительность приемника. Определяющие динамические и эксплуатационные характеристики микросхемы, включающей внешний буфер LO и цепи фильтра, представлены на рисунке 17.

Смеситель обеспечивает больший, чем +24 дБм входной IIP3 при потерях преобразования и однополосном коэффициенте шума на уровне ~8 дБ.
При преобразовании вниз фазовый шум ФАПЧ располагается вблизи каждой поднесущей модулированного сигнала OFDM. Для снижения влияния на уровень чувствительности приемника первая, быстро перестраиваемая ФАПЧ, предназначенная для генерации LO1, имеет вид ФАПЧ с дробным N. Она должна быть спроектирована на микросхеме синтезатора частот. Диапазон замкнутой петли около 30КГц, а результирующий фазовый джиттер 0,3 градуса. Затем первая ПЧ проходит через фильтр на ПАВ с частотой 480 МГц для канальной селекции. Превосходное подавление в полосе запирания фильтра на ПАВ позволяет приемнику иметь исключительную селективность, улучшая защищенность по отношению к соседним интерферирующим сигналам. Фильтр может быть согласован на 50 Ом за счет использования внешних LC компонентов. Частотная характеристика фильтра показана на рисунке 20. Предварительно отфильтрованный сигнал ПЧ затем преобразуется во вторую ПЧ 70 МГц с помощью микросхемы активного смесителя. Использовалась схема с нижним LO, чтобы гарантировать оптимальное подавление паразитных составляющих и достигнуть большего усиления в смесителе. Вообще, микросхемы активных смесителей имеют немного более высокое усиление преобразования при использовании нижнего LO. Сигнал гетеродина с частотой 410 МГц обеспечивает микросхема, объединяющая в себе PLL + VCO. Она позволяет достичь низкой стоимости и уменьшения площади монтажа по сравнению с дискретными решениями. Две внешних катушки индуктивности, которые являются катушками индуктивности для контура VCO на чипе, устанавливают центральную частоту контура VCO. Дифференциальные выходные сигналы микросхемы объединяются помощью симметрирующего трансформатора. Для частоты LO=410 МГц микросхема должна обеспечить усиление преобразования ~11 дБ при 12 дБм IIP3 и 8 дБ SSB NF.
Далее выходной сигнал 70 МГц проходит фильтр нижних частот четвертого порядка, предотвращающий проникновение LO и паразитных частот первой ступени смесителя.
В заключение перед оцифровкой ПЧ с помощью АЦП сигнал ПЧ 70 МГц проходит через усилитель с цифровой регулировкой усиления. Микросхема усилителя с АРУ должна обеспечить высокий входной IIP3 и диапазон регулировки усиления более 40 дБ. Это позволит регулировать полное усиление преобразования приемника и расширить входной динамический диапазон многокаскадного устройства, чтобы настроиться на изменяющуюся в широких пределах мощность входного сигнала.

Выбранный АЦП должен обеспечить достаточный свободный от паразитных спектральных составляющих динамический диапазон при частотах ПЧ до 200 МГц, потребляя только ~250 мВт. Высокая аналоговая входная полоса пропускания 650 МГц позволяет АЦП работать на высоких ПЧ. Нами уже была выбрана ПЧ 70 МГц. Использовалась тактовая частота квантования 80 MSPS, помещающая ПЧ во второй зоне Найквиста для АЦП.

Чтобы предотвратить деградацию уровня чувствительности АЦП, необходимо использовать фильтр подавления зеркальных частот. Фильтр подавления зеркальных частот помогает подавить высокочастотные паразитные сигналы, такие как, например, утечка LO. Он защищает АЦП от деградации уровня шума. Дополнительно фильтр подавления зеркальных частот помогает подавить широкополосный шум, произведенный предыдущими каскадами усиления, который был бы иначе воспринят как дополнительный шум в желательной полосе Найквиста. Чтобы помочь обеспечить лучшее подавление сильных паразитных компонентов в более высоких зонах Найквиста, был выбран эллиптический фильтр нижних частот.
Цепь параллельного резонатора фильтра сформирована внешними катушками индуктивности в комбинации с полной входной емкостью микросхемы.
Резонансная схема помогает увеличить существующий импеданс нагрузки на желательной частоте ПЧ. Схема фильтра обеспечивает преобразование импеданса от 100 Ом до 600 Ом и создает эффект подъема напряжения на ~8 дБ.

Выводы. Требуемая селективность приемника по зеркальным и соседним каналам приема должна достигаться с помощью керамического фильтра на входе (а возможно, и волноводного фильтра в диапазоне 3,51 – 3.9 ГГц) и двух фильтров на ПАВ на ПЧ1 и ПЧ2. Дополнительно между каскадами МШУ и на гетеродинном входе первого смесителя должны быть установлены пассивные фильтры, повышающие чувствительность и помехозащищенность приемника. Для уменьшения количества каскадов усиления для второго преобразования необходимо использовать активный смеситель. С целью упрощения схемы и уменьшения габаритов необходимо использовать микросхему, в которой объединены функции ГУН и синтезатора частот. Сдвоенный АЦП должен входить в состав микросхемы основной полосы.



 




mediasat

search_ch



вверх
Рокс © 2007—2019. Спутниковое телевидение. Все права защищены