Наименование Артикул Цена Скидка К-во Стоимость
{$description} {$articul} {$price} {$sum} 1
Всего: ${quantity} ${sum}
Корзина заказов:
Ваша корзина пуста



Современная структурная схема приемника CMTS для кабельных сетей стандарта DOCSIS 1.x/2.0.

на главную Статьи ЧАО «Рокс» Современная структурная схема приемника CMTS для кабельных сетей стандарта DOCSIS 1.x/2.0.

Предисловие

В последнее время модемы центральных (CMTS) и абонентских (CM) станций кабельных сетей стандарта DOCSIS становятся объектом все более и более пристального внимания разработчиков не только кабельных, но и беспроводных сетей передачи данных. Причиной этому служит возможность построения весьма емких и разветвленных сетей, которую не могут предоставить никакие другие технологии.
CMTS кабельных сетей (соответственно, для беспроводных сетей -WMTS) представляет собой сложное многофункциональное устройство. В самом общем виде его структурная схема показана на рис.1.

Рисунок 1. Структурная схема WMTS стандарта DOCSIS.

Важнейшей составной частью CMTS (WMTS) является приемник-демодулятор обратного канала, который предназначен для обработки восходящего потока данных и определяет работу устройства в интерактивном режиме.
Читателям предлагается перевод статьи французских инженеров (авторы: F. Buda, E. Lemois and H. Sari. Juniper Networks, France), посвященной проблеме усовершенствования приемника CMTS. В данной статье представлена современная структурная схема приемника для кабельного модема центральной станции стандарта DOCSIS 1.x/2.0. Приемник построен по принципу прямого преобразования в цифровую форму всего спектра восходящего потока в кабельной сети. На следующем этапе преобразованный в цифровую форму сигнал поступает на цифровой приемник, который выполняет его преобразование в сигнал основной полосы, фильтрацию и децимацию, а в дальнейшем также синхронизацию и другие функции обработки цифрового сигнала.
Такое построение не только способствует повышению чувствительности приемника, но и снижает стоимость оборудования, а также позволяет достичь  почти идеальных параметров, что позволяет осуществить на практике переход к модуляциям более высокого уровня. В дополнение к этому, приемник также включает устройства, выполняющие функции эффективного канального эквалайзера и компенсатора шумов ингрессии. Показаны параметры приемника для случаев использования различных типов ансамблей сигналов, а также приводится сравнение его параметров с параметрами существующих приемников CMTS.

П. Химич

Введение

Стандарт Data-Over-Cable System Interface Specifications (DOCSIS) [1] становится все более и более популярным стандартом цифровых коммуникаций в кабельных сетях (HFC). Точка доступа, которая подсоединяет сеть HFC к внешним сетям передачи данных, называется терминалом центральной станции кабельной сети (CMTS). Посредством кабельных линий к CMTS подсоединяются кабельные модемы (CM), которые располагаются в помещениях подписчиков. Согласно стандарту DOCSIS полоса частот 5-42МГц используется для передачи восходящего потока (от CM к CMTS), в то время как для передачи нисходящего (от CMTS к CM) потока используется полоса частот 88-860МГц. При обычном построении приемника CMTS принимаемый им сигнал восходящего потока направляется на аналоговый тюнер, который выбирает желаемый канал, усиливает и преобразует его вниз по диапазону в сигнал основной полосы.
Такая структура предполагает наличие отдельного аналогового тюнера и АЦП для демодуляции каждого восходящего канала. Более того, аналоговый тюнер  обычно имеет ограничение по некоторым параметрам, что делает затруднительным использование схем квадратурно-амплитудной модуляции (QAM) высокого уровня.
В данной статье описана структурная схема, которая основывается на прямой оцифровке сигнала восходящего потока в полосе частот 5-42МГц (5-65МГц для Euro-DOCSIS). При таком построении, которое было впервые описано в [2], для каждого из входов необходим всего один АЦП независимо от количества поступающих на него каналов. Согласно такой концепции в одном чипе может быть интегрирован приемник на 4 входа и 16 выходов, который  также включает в себя 4 модулятора нисходящего потока и основные функции управления доступом к среде (MAC). Программно управляемый переключатель интегрирован в чип для передачи к любому из 16-ти цифровых тюнеров и демодуляторов входного сигнала от желаемого порта, и затем каждый цифровой тюнер выбирает желаемый прямой канал. В дополнение к повышению чувствительности CMTS такое построение приемника позволяет кабельным операторам достичь полной гибкости в планировании сети управлении эволюцией роста кабельной сети без вмешательства операторов на уровне концентраторов и головных станций.
Кроме того, приемник имеет несколько других уникальных качеств, которые предполагают наличие  мощного компенсатора шумов ингрессии и весьма эффективного адаптивного эквалайзера. Компенсатор шумов делает возможным использование очень зашумленных участков спектра восходящего потока, а эквалайзер облегчает использование нижнего и верхнего краев спектра, которые имеют большую неравномерность групповой задержки. За счет использования этих устройств может быть увеличено количество каналов в восходящем потоке и повышена общая информационная емкость.
Заметным преимуществом такого построения приемника, имеющим первостепенную важность для операторов сетей, является возможность оперативного мониторинга спектра. Известно, что для мониторинга спектра в обыкновенных приемниках требуется либо анализатор спектра, либо какое-либо специальное встроенное оборудование. При подобном же построении никакого дополнительного оборудования не требуется.
По отношению к DOCSIS 1.x  данная версия чипа включает увеличенную полосу канала (6,4МГц), несколько дополнительных модуляций с 64-QAM включительно и улучшенную схему прямой коррекции ошибок. В четвертой версии чипа (находящейся сейчас в  изготовлении) будет также интегрирован режим синхронного множественного доступа с кодовым разделением
(S-CDMA) по стандарту DOCSIS 2.0.
В данной статье описана структурная схема приемника, дается беглый обзор стандартов DOCSIS 2.0 и приведены результаты измерений при использовании модуляций QPSK, 16-QAM и  64-QAM. Приведены также некоторые результаты моделирования, которые показывают параметры устройства в зависимости от скоростей данных, обеспечиваемых в DOCSIS 2.0, и параметров решетчатого кода, используемого в S-CDMA.

Структурная схема приемника
Основная структурная схема приемника показана на рисунке 2. Принятый сигнал вначале фильтруется, усиливается и преобразуется в АЦП с помощью тактового сигнала, генерируемого автогенератором. Номинальное значение тактовой частоты равно 102,4 МГц. Для управления мощностью многочастотного принимаемого сигнала используется усилитель с регулируемым усилением. После преобразования в АЦП сигнал посылается на полностью цифровой тюнер, за которым следует цифровой демодулятор.

Рисунок 2. Основная структурная схема приемника CMTS.

Цифровой тюнер

Как показано на рис. 3, первой функцией цифрового тюнера является преобразование принятого сигнала в сигнал основной полосы и генерирование синфазной и квадратурной компонент. Данная функция осуществляется с помощью генератора с цифровым управлением (NCO), частота которого регулируется CMTS. Сигнал основной полосы проходит через каскады цифровой фильтрации и децимации, которые выбирают желаемый канал и производят 4 выборки в течение нормальной продолжительности символа. Последним каскадом цифрового тюнера является согласованный фильтр, который работает на учетверенной частоте от номинальной символьной скорости и производит  фильтрацию Найквиста типа «корень квадратный из приподнятого косинуса». С выхода согласованного фильтра сигнал поступает на цифровой демодулятор.

Цифровой демодулятор

Основными функциями цифрового демодулятора являются:
- осуществление хронирования и синхронизации по несущей,
- канальная эквализация,
- компенсация шумов ингрессии,
- принятие решения по символу.
Прежде всего, конечно же, при хронировании с необходимой точностью детектируется начало каждого из пакетов (типовая точность составляет полупериод символа). Обычно грубое хронирование основывается на определении уровня мощности. Поскольку уровень мощности в отсутствие пакетов мал по сравнению с уровнем сигнала, принятого в период прохождения пакетов, реагирующая на уровень схема и следующий за ней компаратор уровня детектируют начало пакета. Такой подход сопряжен с двумя проблемами:
Первая из них заключается в том, что точность детектирования начала пакета является функцией постоянной времени интегрирующего фильтра. При этом для повышения точности необходим фильтр с короткой памятью, но при этом интегрирующая схема становится очень чувствительной к аддитивному шуму.
Второй проблемой является то, что пороговый уровень является функцией  уровня принятого сигнала. Если установить высокий пороговый уровень, то можно столкнуться с риском  пропуска пакетов, что приведет к дополнительной задержке.
Для преодоления этой проблемы был спроектирован новый детектор точной настройки, который включает в себя коррелятор с вычислением функции контраста, зависящей от уровня принимаемого сигнала [2]. В соответствии с  запомненной в приемнике последовательностью преамбулы коррелятор осуществляет корреляционную обработку входящего сигнала.  При использовании не зависящей от уровня мощности принимаемого сигнала функции контраста для детектирования момента начала пакета может использоваться фиксированный пороговый уровень. Компаратор порогового уровня определяет кратковременное окно, в котором находится корреляционный максимум. Таким образом, в режиме трафика CMTS имеет некоторое априори известное положение пакета и ему известно временное окно, внутри которого он должен искать корреляционный максимум.


Рисунок 3. Структурные схемы цифровых тюнера и демодулятора.

Точное хронирование

За блоком грубого хронирования следует блок точного хронирования, задачами которого являются точное определение момента выборки и передача полученной информации на интерполятор, который генерирует образцы сигнала расположения символа. Расположенный перед интерполятором скалер контролирует мощность сигнала после квантования. Скалер выполняет функцию оценки уровня мощности, которая активируется в продолжение прохождения пакета сигнала. Генерируемые интерполятором выборки сигнала расположения символа последовательно проходят следующие каскады приемника: адаптивный эквалайзер, компенсатор шумов ингрессии и схему восстановления фазы несущей.
    
Эквалайзер

Примененный в устройстве эквалайзер представляет собой оптимизированный по нулевому критерию (ZF) линейный эквалайзер [3]. В данном случае этот критерий является более подходящим, чем более популярный критерий минимальной среднеквадратичной ошибки (MMSE). Дело в том, что посчитанные эквалайзером величины коэффициентов должны быть отправлены к CM для того, чтобы осуществить пре-эквалайзер, который должен инвертировать передаточную функцию канала. Подобно эквалайзеру на стороне приемника, пре-эквалайзер не повышает шумы и не нуждается в критерии, который оценивал бы искажения в канале в зависимости от увеличения шумов в нем.

Компенсатор шумов ингрессии

Шумы ингрессии – это одна из главных помех, которая поражает канал передачи данных восходящего потока в сетях HFC [4], [5]. Они возникают вследствие наводки на кабель местных помех от AM радиосигналов и других  помех от промышленных и бытовых источников. Шумы ингрессии можно представить как узкополосные продукты интерференции, которые могут появляться и исчезать или присутствуют постоянно на протяжении периода времени продолжительностью до нескольких минут. Другой характеристикой шумов ингрессии может быть то, что в отличие от искажений в канале, которые являются специфическими для каждого CM, они являются общими для всех CM, работающих на одной и той же несущей.
Для приемлемой передачи данных в восходящем канале приемник должен включать в себя эффективный компенсатор шумов ингрессии, особенно при использовании модуляции 16-QAM или модуляций еще более высокого уровня. Одним из путей подавления шумов ингрессии является использование полоснозапирающего фильтра и эквалайзера с обратной связью по решению (DFE), что позволяет подавить межсимвольную интерференцию (ISI) [6]. DFE попутно может служить компенсатором для любых нелинейностей в канале. Тем не менее, при этом не учитывается тот факт, что искажения в канале и шумы ингрессии имеют различные характеристики. Альтернативная возможность, которая применена в данном приемнике, состоит в оценивании шумов ингрессии с помощью предыскажающего фильтра и вычитании этих оценок из принимаемого сигнала до детектирования порога [7].       Предыскажающий шумы фильтр не зависит от искажений в канале и не взаимодействует с эквалайзером. Поскольку шумы ингрессии одни и те же для всех CM, коэффициенты предыскажающего фильтра сохраняются неизменными от пакета к пакету, в то время как коэффициенты эквалайзера вычисляются для каждого пакета. Другими словами, в то время как канальная эквализация осуществляется на базе от пакета к пакету, предыскажение по шумам вводится на основе канала, и эти два процесса не связаны друг с другом.

Синхронизация по несущей

Последним действием, осуществляемым перед поступлением сигнала на детектор уровня (который выполняет решение по символу), является синхронизация по несущей. Это действие выполняется с помощью оценщика частоты, который оценивает частотный сдвиг между CM и CMTS, и восстанавливающей  фазу схемы, которая синхронизирует фазу несущей по входящему сигналу. Получаемый при этом сдвиг по частоте используется для выработки управляющего сигнала, который посылается к CM с целью синхронизации частот их генераторов с частотой CMTS.

Стандарты DOCSIS 2.0

Работая во взаимодействии с сообществом поставщиков оборудования, CableLabs недавно опубликовала временные стандарты RF интерфейса DOCSIS 2.0 [8], которые преследуют цель увеличения информационной емкости и надежности кабельных станций при различных ухудшениях в восходящем канале. Эти стандарты не затрагивают нисходящий канал, и при этом они также не затрагивают функции MAC за исключением тех изменений, которые вызваны необходимостью приспособить его к новым условиям на физическом уровне (PHY).
Предыдущие стандарты DOCSIS (DOCSIS 1.0 и 1.1) основывались на TDMA. Для DOCSIS 2.0 предложены две схема множественного доступа. Одна из них сохраняет используемый в стандарте DOCSIS 1.0/1.1 метод TDMA, а другая использует метод S-CDMA, который используется в некоторых модемах, выполненных по собственным схемам. В августе 2001г. было принято решение о включении в стандарт DOCSIS 2.0 обеих схем множественного доступа.

TDMA – это простой и популярный метод множественного доступа, который используется сегодня как во многих международных стандартах, так и в составляющих собственность системах. Он состоит в назначении различным пользователям различных временных слотов. В течение временного слота, назначенного для одного пользователя, все другие CM молчат, и потому отсутствует интерференция  между пользователями. Так как DOCSIS 1.x основан на TDMA, использование этой техники в DOCSIS 2.0 естественно, а его внедрение не требует больших усилий. Кроме того, поскольку DOCSIS 2.0 требует совместимости с DOCSIS 1.x, имплементация метода TDMA в оборудование DOCSIS 2.0 является неизбежным.
Для восходящего потока в стандарте DOCSIS 1.x используются схемы модуляции QPSK и 16-QAM. Модуляция 16-QAM позволяет передавать данные с удвоенной по отношению к QPSK скоростью. Кроме того, стандарт DOCSIS 2.0 добавляет модуляции 8-QAM, 32-QAM и 64-QAM, но только последняя из модуляций является обязательной для CMTS. Относительно 16-QAM эта модуляция позволяет увеличить скорость данных на 50%, но требует отношения несущая/шум (C/N) на 6дБ выше (где N есть мощность собственных шумов в полосе Найквиста). Включение в стандарт модуляций 8-QAM и  
32-QAM позволяет снизить степень несоответствия между скоростью данных и параметрами канала. Стандарт DOCSIS 2.0 также повышает способность коррекции ошибок с помощью кода Рида-Соломона (RS) за счет повышения его емкости от T=10 до T=16 байт на блок.
Более того, перемежитель байтов, который включен в стандарт TDMA, действует таким образом, чтобы ошибки не приводили к резкому возрастанию шумов пакетов, а равномерно распределялось бы по результирующим символьным ошибкам. Перемежитель предполагает наличие блока перемежения, длина которого равна длине блока RS, а глубина является изменяемым параметром, с помощью которого пораженные пакеты распределяются по выбранному количеству блоков RS.

В режиме S-CDMA  минислоты, в которые собраны входящие данные, имеют две размерности (коды расширения и время). Продолжительность времени минислотов – это один кадр S-CDMA, который составляет программируемое число интервалов символов S-CDMA. (Максимальная продолжительность кадра составляет 32 символьных интервала). Расширение символа реализуется путем перемножения его с кодом расширения (расширяющей последовательностью) из 128 чипов, полученного из серии, состоящей из 128-ми ортогональных кодов, которые генерируются квазициклическим регистром сдвига. Количество используемых кодов расширения может быть уменьшено с целью увеличения мощности, припадающей на один код, и улучшения параметров S-CDMA. Минимальное количество кодов 64.
Каждый минислот содержит программируемое количество кодов расширения, которое может принимать любую величину в пределах от 2 до 128. Минислот вмещает символы от одного CM. Отметим, что число кодов на один минислот – 4, а длина кадра – 16. Таким образом, каждый минислот содержит 64 символа, а данный код, присвоенный какому-либо пользователю для продолжительности временного интервала из последовательности 16-ти символов S-CDMA.  В данном примере 4  передаваемых параллельно символа в каком-либо минислоте формируют механизм мультиплексирования с кодовым разделением (CDM). Если все минислоты в кадре S-CDMA предназначаются для одного и того же CM, то чистота режима CDM в этом интервале уменьшается. С другой стороны, если минислоты содержат только два кода, а каждый минислот  определен для различных CM, то такой режим соответствует настоящему CDMA с 64 CM сигналами в продолжение одного кадра.

Ортогональность кода расширения предполагает, что интерференция между символами, передаваемыми параллельно одним и тем же CM, невозможна, поскольку эти символы имеют точную синхронизацию во времени. Тем не менее, интерференция возможна между сигналами, генерируемыми разными CM, вследствие неидеальной временной синхронизации. Для ограничения возможной деградации параметров стандарт DOCSIS 2.0 устанавливает, что максимальная временная ошибка между CM и CMTS не должна превышать 1% интервала чипа.
Стандарты S-CDMA в дополнение к коду RS включают как опцию также модуляцию с кодированием решетчатым кодом (TCM). Решетчатое кодирование уменьшает количество информационных бит, приходящихся на один символ, на один, так что кодированная решетчатым кодом 64-QAM (называемая 64-TСM) эквивалентна по спектральной эффективности некодированной 32-QAM. Таким образом, стандарты S-CDMA также включают 128-TCM, который строго эквивалентен некодированной 64-QAM, поскольку их битовые скорости сравнимы. Но стандарты S-CDMA игнорируют включение перемежителя между внешним кодом RS и внутренним решетчатым кодом, нивелируя таким образом преимущество TCM. В противоположность этому, стандарты S-CDMA включают некоторое перемежение после кодирования решетчатым кодом для снижения эффекта пакетного шума.  Этот перемежитель работает на субкадрах, и перемежение является различным для кодированных и некодированных бит.
Субкадры независимы для минислотов и  всегда помещаются внутри одного кадра. Наконец, расширение символа в S-CDMA отключается во время начального выбора диапазона и возможного периодического технического обслуживания станции.

Модернизация приемника

Интегральный приемник, который был вначале разработан для стандарта
DOCSIS 1.x, затем был модернизирован для соответствия стандарту
DOCSIS 2.0. Модернизация приемника с целью включения дополнительных функциональных возможностей режима TDMA была прямой и не требовала никаких существенных изменений. Для соответствия приемника стандарту DOCSIS 2.0 требовалось только одно основное изменение – это включение в демодулятор режимов и TDMA, и S-CDMA. Так что цифровой демодулятор на рис.2 в данном случае уже не является чистым  демодулятором TDMA, а представляет собой объединенный демодулятор TDMA/S-CDMA, который способен демодулировать  сигналы и TDMA, и S-CDMA следующих друг за другом пакетов. Естественно, такой приемник по сранению с TDMA демодулятором более сложен. Включение режима S-CDMA в демодулятор требует введения  в схему S-CDMA устройства сжатия, а также устройств, реализующих функции формирования кадров S-CDMA и деперемежения.

Анализ стандарта DOCSIS 2.0

Стандарт DOCSIS 2.0 предоставляет операторам набор средств  для достижения существенной гибкости в получении требуемых параметров на фоне различных скоростей данных. Такая гибкость может быть достигнута за счет выбора наиболее подходящего ансамбля сигналов и параметров кода RS в находящейся в эксплуатации сети. Другим параметром в режиме S-CDMA является количество используемых активных кодов расширения. На рис.4 показана зависимость спектральной эффективности (количество информационных бит на символ) в зависимости от отношения C/N для различных ансамблей и параметров кодов.
Точки на этом рисунке соответствуют некодированным ансамблям сигналов, а кривые, располагающиеся слева от них, отражают параметры для этих же ансамблей при различных уровнях кодирования RS. Отметим, что оптимальная для 64-QAM спектральная эффективность превышает 4,8, а 32-QAM имеет оптимальную спектральную эффективность между 3,8 и 4,8 бит на символ. На рисунке также показаны параметры системы 64-QAM S-CDMA с пониженным количеством кодов расширения.


Рисунок 4. Параметры в сопоставлении с информационной емкостью для DOCSIS 2.0.

Уменьшение количества кодов расширения до 64-х увеличивает передаваемую мощность для одного кода на 3дБ, а это означает, что результирующая система может работать при отношении C/N на 3дБ ниже. Но такое повышение чувствительности будет стоить 50-процентного снижения скорости данных (спектральная эффективность уменьшается с 6-ти до 3-х бит на символ, как показано на рис.3).
Взаимодействие ансамблей сигналов QAM и параметров кодирования, включенных в стандарт DOCSIS, дает намного лучший результат, чем изменение количества кодов расширения в S-CDMA. Если отношение C/N в канале не позволяет работать в режиме 64-QAM, то переключение на режим 32-QAM уменьшает требуемое отношение C/N на 3дБ, и при этом теряется всего 1% скорости данных.  Если допустить уменьшение скорости данных вдвое, то путем замены ансамбля сигналов (переключением с 64-QAM на
8-QAM) можно снизить требуемое отношение C/N на 9дБ. Этот пример показывает, что переключение ансамблей дает выигрыш по чувствительности на 6дБ по отношению к изменению количества кодов расширения в S-CDMA. Из рисунка также видно, что информационные потери, связанные с уменьшением количества кодов расширения в S-CDMA, существенно больше, чем полученные в результате эффекта от кодирования RS.
Действительно, для кодированной RS 16-QAM спектральная эффективность составит 3 бита на символ, что дает выигрыш по чувствительности на 10дБ относительно эквивалентной по спектральной эффективности системы 64-QAM S-CDMA с 64-мя кодами расширения. Такой же разрыв в параметрах сохраняется и для других ансамблей сигналов и спектральных эффективностей, например, между кодированной RS системой
8-QAM со спектральной эффективностью 2,5 бит на символ и системой
32-QAM S-CDMA с 64-мя кодами расширения.
Единственный случай, при котором уменьшение количества кодов расширения может представлять интерес, это тот случай, когда использование модуляции самого низкого уровня (QPSK) вместе с  T=16 в коде RS не дает желаемого результата. Однако используемые на данный момент стандарты S-CDMA ограничивают количество кодов на уровне не выше 64-х, что означает ограничение усиления на уровне 3дБ. Более того, использование S-CDMA ограничено в связи с ограничением ширины каналов на уровне не менее 1,6МГц, в то время как метод TDMA позволяет работать в каналах с полосой до 200КГц. Таким образом, если отношение C/N  не соответствует работе системы с QPSK в канале с полосой 1,6МГц, то TDMA может использовать более узкую полосу. Переключение на канал с полосой 200КГц увеличивает отношение C/N на 9дБ, в то время как усиление в S-CDMA может быть увеличено максимум на 3дБ. Все это означает, что система с TDMA продолжает успешно работать при уровне шума в канале на 6дБ выше, чем система с S-CDMA.
Последнее из замечаний к данному разделу состоит в том, что достигаемое в системе S-CDMA усиление на 3дБ может быть получено лишь гипотетически, поскольку расширение символа ограничивается начальным выбором полосы канала, а этот выбор очень критичен по отношению к остальным параметрам системы.
Другим требующим освещения моментом являются параметры при возможном использовании TCM в режиме S-CDMA. Используемый решетчатый код – это 8-ми позиционный код, который дает асимптотическое усиление от кодирования, равное 4дБ. Но как показано в [9], асимптотическое усиление решетчатого кода, корректирующая емкость которого равна 16-ти символам на кодовое слово (Т=16), в случае его взаимодействия с кодом RS – только 1,1дБ. Более того, усиление на 1,1дБ достигается при наличии бесконечного перемежителя между кодером RS и решетчатым кодером, так что деперемежитель на стороне приемника может выделять ошибки, получаемые на выходе TCM декодера, и распределять их по большому количеству блоков RS.
Так достигается уменьшение количества ошибок RS символов на блок и их распределение и коррекция за счет декодера RS. К сожалению стандарты DOCSIS 2.0 не включают подобный перемежитель, но взамен ему включают перемежитель субкадров, который сохраняет часть информационных бит, не подвергавшихся перемежению. Это существенно снижает усиление TCM. Согласно результатам моделирования, приведенным в [9] для 128-TCM и кода RS длиной 255, можно утверждать, что TCM имеет асимптотическое усиление 0,4дБ при максимальных размерах субкадра (эквивалентных одному кадру S-CDMA) и фактические потери 0,5дБ при номинальных размерах субкадра (эквивалентных одному блоку RS).
Возможное решетчатое кодирование в режиме S-CDMA для DOCSIS 2.0 не только не дает каких-либо улучшений в условиях канала с аддитивным белым Гауссовским шумом (AWGN), но  также приводит к реальному ухудшению параметра пакетных шумов.
На рис.5 показан моделируемый коэффициент ошибок (BER) для 16-QAM и 32-TCM как функция длительности пакета.


Рисунок 5. Параметры TCM в присутствие пакетного шума.

Мощность пакетного шума при данном моделировании равнялась 0дБн, размерность субкадра S-CDMA была 15, и было только одно кодовое слово на субкадр. Результаты показывают, что BER ниже для 16-QAM и демонстрирует отчетливый спад, когда продолжительность пакета становится короче, чем 256 чипов (2 символа S-CDMA). В этом случае пакетный шум поражает более 2х15=30 символов S-CDMA (15 байт или RS символов), которые корректируются RS. Более высокий BER для 32-TCM вызван поведением декодера TCM, который приводит к ошибкам при увеличенной длине пакета относительно той, которая соответствует минимальному пакетному шуму.

Параметры приемника

Полученные в результате моделирования и измерений параметры BER для приемника были ранее изложены в [2]. Эти результаты показывают, что теоретические значения параметров приемника составляют 0,2дБ в системе с QPSK и 0,5дБ – в 16QAM. Здесь представлены некоторые дополнительные результаты измерений коэффициента пакетных ошибок (PER) при параметрах кода RS k=80 и T=3 и их сравнение с теоретическими параметрами.
На рис.6 показаны результаты для канала с AWGN. Здесь также показаны результаты измерений для 16-QAM при использовании традиционного CMTS, в котором применены коммерческие чипы демодуляторов пакетов. Заметим, что деградация параметров традиционного приемника CMTS относительно представляемого приемника составляет более 9дБ при PER 0,1% , и эта деградация еще больше для более низких величин PER. Даже в режиме
64-QAM представляемый приемник достигает усиления на 3,5дБ больше, чем обычный приемник 16-QAM (при PER 0,1%). Плохие параметры обычных приемников видимо являются главной причиной того, почему 16-QAM практически не используется сегодня.


Рисунок 6. Параметры PER приемника в канале с AWGN.

Далее на рис.7 показаны параметры приемника при наличии шумов ингрессии. В частности здесь показаны измеренные величины PER как функции отношения несущей к продуктам интерференции (C/I) в присутствии интерференции двух тонов (CW). Можно видеть, что в режиме 16-QAM представляемый приемник показывает PER 0,1% при отношении C/I  1,5дБ, в то время как обычный приемник требует C/I на уровне 22дБ для получения того же PER. Отметим также, что обычный приемник показывает неуменьшаемое окно PER около 0,1%. Более того, даже в режиме 64-QAM представляемый приемник достигает PER на уровне 0,1% при отношении C/I равном 5дБ, давая заметное увеличение на 17дБ относительно обычного приемника 16-QAM в отношении устойчивости  к шумам ингрессии. Превосходство в параметрах для представляемого приемника объясняется в первую очередь применением эффективного компенсатора шумов ингрессии. Но даже тогда, когда компенсатор шумов отключен, представляемый приемник достигает при PER 1% усиления на 7дБ большего, чем обычный приемник.

Выводы

В статье описана современная структурная схема приемника DOCSIS 1.x/2.0 для CMTS кабельных сетей. Приемник основывается на прямой оцифровке спектра восходящего канала и использует совершенные алгоритмы для хронирования и синхронизации по несущей, канальной эквализации и компенсации шумов ингрессии. Такое построение приводит с одной стороны к реализации компактного CMTS, а с другой стороны - к квазиидеальным его


 
Рисунок 7. Параметры PER в присутствии интерференции двух CW.

характеристикам. Результаты измерений показывают, что представляемый приемник значительно превосходит обычные приемники CMTS, которые основываются на распространенных чипах демодуляторов пакетов.             Превосходные параметры, достигаемые в представляемом приемнике, делают возможным использование модуляций высокого уровня в достаточно зашумленных кабельных линиях, а также использование тех участков спектра, которые в значительной степени поражены искажениями групповой задержки и наличием узкополосных шумов ингрессии. В статье также оцениваются параметры в зависимости от скорости данных в DOCSIS 2.0 и показано, что уменьшение количества кодов расширения в S-CDMA приводит к настолько большой потере скорости данных, что к этому методу теряется всякий практический интерес. Наконец возможность применения решетчатых кодов в режиме S-CDMA не дает существенного улучшения параметров в условиях каналов с AWGN и реально снижает параметры системы в условиях присутствия пакетного шума.

Литература

1. Data-over-Cable Service Interface Specifications – RF Interface Specification, SP-RFII05-991105, Cable Television Laboratories, November 1999, Louisville, Colorado.
2. F. Buda et al., "Design and Performance of a Fully-Digital DOCSIS CMTS Receiver," 2001 NCTA Technical Papers, pp. 212-220, June 2001, Chicago, Illinois.
3. J. Proakis, "Digital Communications," 4th Edition, McGraw Hill, New York, 2000.
4. B. Currivan, "Cable Modem Physical Layer Specifications and Design," in Cable Modems: Current Technologies and Applications, John Fijolek & al. (Editors), pages 135-142, IEEE Press, 1999.
5. T. J. Kolze, "An Approach to Upstream HFC Channel Modeling and Physical-Layer Design," in Cable Modems: Current Technologies and Applications, John Fijolek & al. (Editors), pages 135-142, IEEE Press, 1999.
6. G. Redaelli et al., "Advanced Receiver To Dip Ingress Noise in HFC Return Channel," ISPACS 2000, Honolulu, Hawaï, November 2000.
[7. A. Popper, F. Buda, and H. Sari, "An Advanced Receiver with Interference Cancellation for Broadband Cable Access Systems," Proc. 2002 Zurich Seminar on Broadband Communications, pp. 23.1-23.6, February 2002, Zurich, Switzerland.
8. Data-over-Cable Service Interface Specifications – RF Interface Specification, SPRFIv2.0-I01-011231, Cable Television Laboratories, Dec. 2001, Louisville, Colorado.
9. E. Lemois, F. Buda, and H. Sari, "An Analysis of the A-TDMA and SCDMA Technologies of DOCSIS 2.0," NCTA 2002 Technical Papers, pp. 322-331, May 2002, New Orleans, Louisiana.



mediasat

search_ch



вверх
Рокс © 2007—2020. Спутниковое телевидение. Все права защищены